ПРОЕКТИРОВАНИЕ И КОНСТРУИРОВАНИЕ СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ - Радиоэлектроника - Скачать бесплатно
и
регулировки. При этом определяют вариант схемы узла, материал и
геометрические размеры подложки, исходные материалы и последовательность их
нанесения для получения проводящих, резистивных и емкостных элементов, а
также их геометрические размеры и взаимное расположение.
Исходными данными для расчета геометрических размеров полосковой линии
передачи являются характеристическое сопротивление и добротность, которые
зависят от параметров материала обложки и металлического покрытия.
Исходя из требований к добротности, рассчитывают геометрические
размеры микрополосковой линии передач и выбирают исходные материалы и
технологический маршрут изготовления микросхемы. Погрешность параметров
микрополосковой линии передачи определяют с учетом как погрешности исходных
формул для расчета, так и технологических допусков и невоспроизводимость
толщины и диэлектрической проницаемости подложки. Поскольку толщину
микрополосковой линии передачи выбирают не менее 1 скинслоев,
невоспроизводимостью по толщине проводника, как правило, пренебрегают.
Исходными данными для расчета геометрических размеров резистивных
элементов являются номинальное значение их сопротивления R и рабочая
мощность рассеяния Р. Резистивный материал выбирают с учетом удельного
сопротивления единицы поверхности пленки ро, ее толщины 1, допустимой
удельной мощности рассеяния Ро. Необходимое удельное сопротивление должно
обеспечиваться при толщине пленки не менее 0,05 мкм, в противном случае
надежность резисторов при повышенных электрических и тепловых нагрузках не
гарантируется. Следует учитывать также, что допустимая удельная мощность
рассеяния для конкретного резистивного материала определенной толщины
зависит от теплопроводности материала подложки и класса чистоты обработки
се поверхности. Поэтому при конструировании микросхем, работающих при
повышенной мощности рассеяния, допустимую мощность целесообразно
рассчитывать по температуре локального перегрева в зоне резистора, которая
не должна превышать 100 С.
Перекрытие резистивной пленки и проводящего элемента в зоне их
контактирования (рис. 2.5) должно обеспечивать надежный контакт независимо
от способов формирования элементов и придания им заданной конфигурации.
Геометрические размеры резистивных элементов СВЧ микросхем
рассчитывают по формулам, применяемым для расчета низкочастотных
резисторов:
[pic]
где S, 1, b—площадь, длина и ширина резистора; N—число квадратов; Р0 и
R( — удельные мощность рассеяния и сопротивление.
При вычерчивании топологии резистивного слоя к расчетной длине
резистивной полоски прибавляют не менее 100... 200 мкм с каждой стороны на
перекрытие с проводником.
Конденсаторы СВЧ микросхем могут быть выполнены как в виде трехслойной
пленочной структуры, содержащей обкладки и диэлектрический слой, так и в
виде планарной конструкции, формируемой в едином технологическом цикле с
другими проводящими элементами (микрополосковая линия передачи, индуктивная
катушка и др.). Планарные конденсаторы имеют малые значения емкости (не
более 2 пФ), а пленочные— емкости больших номиналов. Погонная емкость
планарных конденсаторов зависит от ширины зазора, толщины пленок и
диэлектрической постоянной материала подложки или наполнителя. Если
использовать наполнители с большим значением диэлектрической постоянной, то
можно увеличить ее погонную емкость между электродами на порядок.
[pic]
Пленочные конденсаторы рассчитывают исходя из требуемого номинального
значения емкости с учетом удельной емкости структуры. Площадь перекрытия
обкладок определяют по формуле Sc = С/Со, где С — номинальное значение
емкости, а Со — удельное. Затем вносят технологическую поправку на под-пыл
и выводы для контактирования. Для повышения надежности конденсаторов длина
линии пересечения нижней и верхней обкладок, разделенных диэлектрическим
слоем, должна быть минимальной. С другой стороны, для снижения потерь за
счет сопротивления обкладок рекомендуется прямоугольная форма конденсатора
с выводом по широкой стороне. Конструкцию конденсатора выбирают на основе
компромиссного решения с учетом его рабочих характеристик в составе
микросхемы.
Индуктивные элементы также выполняют в едином технологическом цикле (в
одном слое) с остальными элементами микросхемы. Существующая технология
позволяет реализовать индуктивные элементы высокой добротности (Q > 100) в
виде спирали с номинальными значениями L = 1 ... 100 нГ.
Индуктивные элементы малых номинальных значений иногда выполняют в
виде отрезков полосковых линий или в виде меандра. В этом случае при
расчете индуктивности учитывают не только длину и ширину линии, но и ее
толщину, а также влияние металлического основания (металлизации обратной
стороны).
При составлении и расчете топологического чертежа микросхемы
необходимо учитывать конструкцию и геометрические размеры навесных
элементов, а также способ их присоединения к пленочным элементам. Кратко
остановимся на особенностях СВЧ микросхем. В ГИС СВЧ диапазона применяют
полупроводниковые приборы различной конструкции. Оптимальной с точки зрения
возможности автоматизации процессов сборки является конструкция
полупроводниковых приборов типа LID с балочными выводами и с керамическими
полукорпусами (безвыводной перевернутый прибор). Навесные пассивные
элементы (резисторы и конденсаторы) выполняют в виде таблеток с балочными
выводами.
После монтажа навесных элементов и настройки микросборок их стыкуют в
корпусе. В этом случае должны быть выполнены два наиболее важных условия:
. микросхемы должны стыковаться геометрически одна с другой по
входным и выходным контактам с достаточно высокой точностью;
. переход от одной микросхемы к другой должен обеспечивать надежный
электрический контакт не только по проводникам микрополосковых
линий, но и по металлизации основания (обратных сторон микросхем).
Требования к точности совмещения «вход—выход» повышаются с ростом
рабочей частоты. При смещении стыкуемых микрополосковых линий или
возникновении между ними зазора в СВЧ тракте устройства проявляют
реактивность, которые приводят к рассогласованию.
Надежный электрический контакт обеспечивают, выбирая методы и
материалы крепления подложек микросхем к корпусу. В случае пайки мягким
низкотемпературным припоем важна совместимость материалов подложек и
корпуса по температурному коэффициенту линейного расширения (ТКЛР). При
нагреве или охлаждении системы из-за жесткости конструкции могут возникнут
внутренние напряжения в подложке и, как результат ее механическое
разрушение или отслоение проводящего покрытия. eсли для крепления подложек
использовать токопроводящие эластичные клеи, то проблема механической
надежности исключается, однако переходное сопротивление систем
металлизация—корпуса и подложка — подложка увеличивается. Кроме того,
сопротивление эластичных проводящих клеев характеризуется существенной
температурной зависимостью.
Интересным вариантом является механическое крепление подложек к
корпусу с помощью столбиков или уголковых прижимов. Достоинство
механического способа заключается в простоте монтажа и демонтажа микросхем,
что позволяет быстро производить ремонт аппаратуры. Испытания систем,
содержащих большое число микросхем, закрепленных механически, показали их
высокую надежность. К недостаткам данного варианта следует отнести
незначительное увеличение площади за счет крепления на корпусе угловых или
боковых прижимов и необходимость сверления отверстий при использовании
столбиков.
Чтобы повысить компактность конструкции устройства, иногда применяют
так называемое двухэтажное размещение. При этом микрополосковые линии
соединяют центральными проводниками коротких отрезков коаксиальных трактов.
Правильный выбор значения волнового сопротивления коаксиальных переходов
обеспечивает согласование микросхем в широкой полосе частот.
Герметичность соединения крышки с корпусом создают пайкой или сваркой.
Разъем герметизируют с помощью металлостеклянного спая, используя
согласующуюся по ТКЛР пару ковар—кварцевое стекло.
Все ее параметры определяют по приближенным формулам. Так, для
определения волнового сопротивления линии одной из наиболее употребительных
является формула
[pic] (1)
где (, — эффективная ширина полоски. Она зависит от толщины полоски
[pic] (2)
Формула (1) дает достаточно хорошее приближение, и оно тем точнее, чем
меньше отношение (/h. Так, при (э/h>0,4 ошибка составляет порядка 3%, а при
(э/h<=0,4 — не превышает 1%.
Фазовые характеристики поля в линии определяются относительной
эффективной диэлектрической проницаемостью (э, которая учитывает степень
концентрации поля в диэлектрике подложки
[pic] (3)
3. Пассивные СВЧ устройства.
Пассивные СВЧ устройства являются узлами, выполненными из отрезков
линий передач. К ним относятся регулярные линии передачи, согласующие цепи,
делители и сумматоры мощности, частотно-избирательные и невзаимные
устройства, переключатели, устройства управляющие амплитудой и фазой
проходящих сигналов. Другими словами, это устройства, в которых нет
источников СВЧ колебаний.
В ГИС СВЧ диапазона применяют несимметричные полосковые линии, щелевые
линии и компланарные волноводы. Основой микрополосковой линии передачи
является несимметричная полосковая линия.
В несимметричной микрополосковой линии существуют 6 составляющих полей
Е и Н, т.е. кроме волны типа Т там присутствуют волны высших типов. Наличие
этих волн приводит к зависимости фазовой скорости от частоты, т. е. линия
обладает дисперсией. В настоящее время строгой теории несимметричной
полосковой линии нет, поэтому:
Очевидно, что чем больше диэлектрическая проницаемость материала подложки
( и ее толщина h, тем ближе (э к (. Так, например, для подложки из окиси
алюминия (( = 10) (э=6,8, высокоомного кремния (( = 12) (э = 7 (W0/h = 1).
Длина волны в линии и фазовая скорость без учета дисперсии составляют:
[pic]
Выражения (1)—(3) получены в предположении, что в линии
распространяется только волна типа Т. С ростом частоты (увеличением всех
размеров линии в долях длины волны) увеличивается относительное содержание
волн высших типов. Линия становится системой дисперсионной. Частотные
зависимости учитывают поправкой к эффективной диэлектрической проницаемости
(`э = (э + ?(.
Частота, выше которой уже необходимо учитывать зависимость (э, от
частоты, определяется формулой
[pic] (4)
Как следует из формулы (4), для уменьшения дисперсионных свойств линии
необходимо уменьшать h и (, т. е. уменьшать размеры линии в длинах волн.
Активные потери в несимметричной полосковой линии складываются из
потерь в металле полоски и основания линии (м, потерь в диэлектрике
подложки ((, и потерь на излучение (и: (( = (м + (( + (и
Выражения для коэффициентов затухания (м [дБ/м] и (( [дБ/м] имеют
следующий вид:[pic] (5)
[pic] (6)
Здесь f — частота, Гц; ( — проводимость материала основания и полоски,
1/Ом•м; tg(—тангенс угла диэлектрических потерь. На частоте f == 10 ГГц,
например, коэффициент затухания линии с волновым сопротивлением Z0 = 50 0м,
материалом проводников— медью на диэлектрической подложке с (= 10 имеет
следующий порядок: (м = 0,5; 0,95; 2 дБ/м при h=1; 0,5; 0,25 м
соответственно. Как видно из приведенного примера, потери в линии
увеличиваются с уменьшением толщины подложки h.
Материалы, применяемые для подложек, имеют весьма малый tg( (
(1...2)(10-4, поэтому коэффициенты затухания в диэлектрике до частот f = 10
ГГц (( < 0,1 дБ/м, т. е. потери в диэлектрике значительно меньше потерь в
проводниках линии.
Коэффициент затухания, обусловленный излучением, в правильно
изготовленной регулярной линии мал, и им обычно пренебрегают. На высоких
частотах (f > 10 ГГц) при наличии нерегулярностей возрастает уровень волн
высших типов и потери на излучение становятся заметными.
Максимальная передаваемая по несимметричной полосковой линии средняя
мощность ограничивается допустимым нагревом подложки и проводников.
Ориентировочные значения предельных мощностей линии с поликоровой и
сапфировой подложками составляют 80...100 Вт.
Предельная импульсная мощность определяется допустимым значением
напряженности электрического поля в подложке. Эта мощность составляет
несколько киловатт при скважности сигнала более 50.
Для уменьшения паразитных связей с соседними цепями, герметизации
микросборок и механической защиты линии применяют экранированные
микрополосковые линии (рис. 2.7). Близость крышки экрана к полоске изменяет
параметры линии. Волновое сопротивление линии и эффективная диэлектрическая
проницаемость при этом уменьшаются. Например, при ( = 7,5; w/h = 1
установка экрана на высоте b/h = 2 уменьшает волновое сопротивление Zo = 65
0м до 55 0м и (э = 4,8 до 4. При расстоянии до экрана b/h > 5 параметры
линии изменяются мало, поэтому располагать экран ближе к линии не следует.
[pic]
В последние годы разработаны еще два типа линии передачи для пленочных
микросхем: щелевая линия и компланарный волновод. У этих типов линий все
проводники расположены на одной поверхности подложки. Щелевая линия
образуется одной узкой щелью в проводящем слое, нанесенном на одну сторону
подложки. В компланарном волноводе две щели. Конструкция этих линий
оказывается удобной при параллельном включении в них различных
сосредоточенных элементов, в том числе и активных полупроводниковых
приборов.
Структура поля в щелевой линии и компланарном волноводе существенно
отличается от структуры поля волны типа Т. Поле щелевой линии, например
(рис. 2.8), имеет продольную составляющую магнитного поля Н, т. е. это
фактически волна типа H, хотя ее критическая частота равна нулю. В этих
линиях могут распространяться колебания любой частоты, вплоть до f = 0.
Надо отметить, что в названии щелевой линии имеется терминологическая
неточность. В электродинамике и технике СВЧ волноводом принято называть
тракт, структура поля которого имеет продольные составляющие полей Е или Н
(металлический, диэлектрический, лучевой волноводы). С этой точки зрения
щелевая линия является волноводом.
Подложки рассматриваемых линий выполняют из материалов с высокой
диэлектрической проницаемостью. Это обеспечивает концентрацию поля вблизи
щели. Фазовая скорость, длина волны и волновое сопротивление таких линий
зависят от частоты, т. е. эти системы дисперсионные.
[pic]
[pic]
[pic]
Отметим еще одно свойство этих типов линии. Магнитное поле имеет две
ортогональные составляющие, сдвинутые по фазе. Следовательно, в линиях есть
области эллиптической поляризации магнитного поля. Если в этих областях
разместить намагниченный поперечным магнитным полем феррит, то, используя
эффект Коттона—Мутона и поперечный ферромагнитный резонанс феррита, можно
создать невзаимные приборы: вентили, циркуляторы, фазовращатели с
дифференциальным фазовым сдвигом.
Остановимся более подробно на щелевой линии. В нулевом приближении все
фазовые характеристики поля определяются с помощью эффективной
диэлектрической проницаемости, которая зависит от ( материала подложки:
[pic] 7
Последующие приближения, требующие решения граничной задачи,
показывают зависимость (э от частоты и геометрии линии (рис. 2 10). Здесь
же приведена кривая для несимметричной микрополосковой линии (штриховая
кривая).
Следует оговорить понятие волнового сопротивления щелевой линии.
Поскольку поле в щелевой линии не потенциальное, волновое сопротивление
здесь вводится как волновое сопротивление линии, эквивалентной волноводу.
Отсюда и его зависимость от частоты (рис. 2.11). Здесь же дана кривая
волнового сопротивления несимметричной микрополосковой линии.
Омические потери обоих типов линий примерно одинаковы. Возбуждать
щелевую линию можно или микрокоаксиальным кабелем, или несимметричной
линией. В первом случае внешний проводник коаксиала соединяют с одной
металлической пластиной, внутренний — с другой.
[pic]
Интересные возможности для создания миниатюрных СВЧ устройств
открываются при объединении щелевой и несимметричной линий. В этих
устройствах щель расположена на одной стороне подложки, полоска — на другой
Изменяя расстояние между щелью и полоской, можно изменять связь между
линиями. Таким образом, легко изготовить направленный ответвитель с
распределенной связью.
Полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ) можно построить, используя в
качестве резонаторов резонансные щели, а в качестве возбуждающих резонаторы
устройств — полоску на обратной стороне подложки (рис. 2.12, а). Полосно-
пропускающий фильтр (ППФ) можно создать на основе щелевой линии (рис 2 12,
б). Резонансными системами здесь также служат полуволновые щели.
Если в области эллиптически - поляризованного магнитного поля щелевой
линии разместить поперечно-намагниченный феррит, то можно создать
невзаимные устройства. В фазовращателях, изображенных на рис. 2 13,
использованы железо-итгриевые гранаты (ЖИГ). Такой фазовращатель создает
невзаимный фазовый сдвиг в 12 град/см. Наилучшие образцы фазовращателей
создавали фазовый сдвиг в 28 град/см. Соответственно для создания гиратора
(сдвиг 180°) длина фазовращателя должна быть равной 6,5 см.
[pic]
Конструкция компланарного волновода (рис 2 14) также удобна для
параллельного включения сосредоточенных элементов. Компланарный волновод
легко возбудить с помощью коаксиального перехода. При этом центральный
проводник коаксиальной линии 1 соединяется с центральной полоской волновода
2. Такие переходы имеют удовлетворительные характеристики в широкой полосе
частот.
На основе компланарного волновода также созданы невзаимные устройства.
Так, в компланарном резонансном вентиле ферритовые пластины размещены в
обеих щелях. Один из таких вентилей, выполненный на монокристаллической
рутиловой подложке, при частоте f 6 ГГц имел прямые потери 2 дБ и обратные
37 дБ. Общая длина вентиля 20 мм. Ширина центральной полоски 0,76 мм,
толщина подложки 0,63 мм. Ферритовые пластинки размером 0,25 ( 0,13 ( 15мм
размещены в щелях волновода.
Фазовые характеристики поля в компланарном волноводе, как и в щелевой
линии, рассчитывают по приближенным формулам. Волновое сопротивление
волновода выражается через погонную емкость Сn и фазовую скорость Vф:
[pic] (8)
где [pic] Сn=(( + 1) (02a/b; a/b = k(n)/k( (n);
n = a1/b1; [pic] k((n) = k(n(); k – полный элептический интеграл
первого рода.
Значение волнового сопротивления при ( = 20, a1/b1 = 0.1 составляет
примерно 50 0м.
Таковы основные параметры регулярных микрополосковых линий, которые
являются элементной базой для построения сложных узлов СВЧ.
Делители мощности могут быть ненаправленными и направленными.
Ненаправленные делители используют для деления мощности на два канала
или для суммирования мощностей двух сигналы. Они представляют собой
тройники, т. е. шестиполюсные устройства. Как известно, шестиполюсные
устройства не могут быть согласованы одновременно со всех трех плеч.
Одновременное согласование со всех трех плеч приводит к развязке между
какими-либо плечами. Однако со стороны одного или двух плеч такие тройники
могут быть согласованы с помощью ступенчатых согласующих трансформаторов
(рис. 2.15). Выбирая закон изменения волнового сопротивления
трансформатора, можно обеспечить требуемую частотную характеристику
делителя. Наибольшее применение нашли чебышевская и максимально-плоская
характеристики. Расчет тройника включает расчет регулярной линии и
ступенчатого трансформатора.
Наибольшее применение в микрополосковой технике нашли направленные
кольцевые делители мощности с развязывающим сопротивлением (рис. 2.16). Их
применяют для разветвления и суммирования сигналов в системах питания
фазированных антенных решеток (ФАР), мощных усилителях на транзисторах, в
смесителях, переключателях и т. п.
[pic]
Значение волнового сопротивления кольца делителя с равным делением
мощности равно [pic]. Развязывающее сопротивление R = 2Zo выполняется в
виде поглощающей пленки. Длина полукольца [pic]. Типовые параметры делителя
следующие: в полосе частот fmax/fmin = 1,4, Ксв ( 1,22, развязка выходных
плеч более 20 дБ.
Кольцевые дели гели могут быть изготовлены и для неравного деления
мощности, Р1/Р2= п2. В одном из таких делителей (рис 2.16, б) длины
полуколец остаются равными четверчи длины волны в линии, а их волновые
сопротивления соответственно равны
[pic]
Отношение Р1/Р2 должно быть не более четырех. При большем соотношении
мощностей делитель трудно согласовать с входными линиями.
Направленные ответвители и мостовые схемы. В микрополосковых линиях,
как правило, используют направленные ответвители с распределенной связью.
Ответвители этого типа (рис. 2.17) являются противонаправленными, т. е. у
них отсутствует связь между плечами 1—4 и 2—3. Исходной величиной для
расчета ответвителя является переходное затухание с [дБ] = 10 lg P1/P2. По
этой величине рассчитывают сопротивление связи и геометрические размеры
полосок.
[pic]
Из мостовых схем в микрополосковой технике наибольшее распространение
получили шлейфные мосты (рис. 2.18) и гибридные кольца (рис. 2.19).
В простейшем случае двухшлейфного моста, называемого квадратным
мостом, волновые сопротивления вертикальных плеч равны
Zo, а горизонтальных Z1 = Zo/sqr(2). Для расширения полосы рабочих
частот и изменения степени деления мощности в выходных плечах применяют
многошлейфные схемы. Устройство и принцип работы микрополоскового
гибридного кольца такие же, как и у гибридного кольца на других типах
линий.
[pic]
Для уменьшения габаритов мостовых схем и кольцевых делителей в
микрополосковом исполнении в метровом и дециметровом диапазонах можно
выполнять на сосредоточенных L-, С- элементах. На центральной частоте
четвертьволновому отрезку линии эквивалентны П- или Т- звенья фильтров
нижних (ФНЧ) или верхних (ФВЧ) частот (рис. 2.20), если элементы ФНЧ,
например, выбраны из условий
[pic] (9)
Возможны различные варианты построения схем на сосредоточенных
элементах. Кольцевой делитель, например, может быть реализован в
соответствии со схемами, представленными на рис. 2.21.
Как видно из рис. 2.22, частотные зависимости делителей на
сосредоточенных элементах выражены сильнее, чем зависимости делителей
|
