Операционные усилители - Схемотехника - Скачать бесплатно
токи, протекающие
через входы операционного усилителя и определяемые смещением транзисторов
дифференциального каскада. Для универсальных ОУ входные токи находятся в
пределах от 10 нА до 2 мкА, а для усилителей со входными каскадами,
выполненными на полевых транзисторах, они составляют доли наноампер.
[pic]
Рис. 11. Схема замещения реального операционного усилителя для малых
сигналов
Для иллюстрации влияния собственных сопротивлений усилителя на
характеристики схемы на ОУ рассмотрим схему неинвертирующего усилителя,
изображенного на рис.12.
Входное сопротивление схемы
Благодаря наличию обратной связи к сопротивлению rд приложено очень малое
напряжение
Uд = Uвых/KU = U1/(1+KU),
Таким образом, через это сопротивление протекает только ток, равный
U1/rд(1+KU). Поэтому дифференциальное входное сопротивление, благодаря
действию обратной связи, умножается на коэффициент 1+KU. Согласно рис. 12,
для результирующего входного сопротивления схемы имеем:
Rвх= rд(1+KU)||rвх
Эта величина даже для операционных усилителей с биполярными транзисторами
на входах превышает 109 Ом. Следует однако помнить, что речь идет
исключительно о дифференциальной величине; это значит, что изменения
входного тока малы, тогда как среднее значение входного тока может
принимать несравненно бoльшие значения.
[pic]
Рис. 12. Схема неинвертирующего усилителя с учетом собственных
сопротивлений ОУ
Выходное сопротивление схемы
Реальные операционные усилители довольно далеки от идеала в отношении
выходного сопротивления. Так, рассмотренный выше ОУ типа А741 имеет rвых
порядка 1 кОм. Оно, правда, в значительной степени уменьшается применением
отрицательной обратной связи по напряжению. Снижение выходного напряжения
схемы, вызванное падением напряжения на rвых при подключении нагрузки,
передается на n-вход усилителя через делитель напряжения R1, R2.
Возникающее при этом увеличение дифференциального напряжения компенсирует
изменение выходного напряжения.
Выходное сопротивление операционного усилителя, не охваченного обратной
связью, определяется выражением:
[pic]
Для усилителя, охваченного обратной связью, в соответствии со схемой на
рис. 12, эта формула принимает вид:
|[pic]. |(12) |
При работе усилителя, охваченного обратной связью, величина Uд не
остается постоянной, а изменяется на величину
dUд= - dUn = -dUвых (13)
Для усилителя с линейной передаточной характеристикой изменение выходного
напряжения составляет
dUвых=KUdUд - rвых dIвых
Величиной тока, ответвляющегося в делитель напряжения обратной связи в
данном случае можно пренебречь. Подставив в последнее выражение величину
dUд из (13) с учетом (12), получим искомый результат:
[pic]
Если, например, В =0,1, что соответствует усилению входного сигнала в 10
раз, а KU=105 , то выходное сопротивление усилителя А741 снизится с 1 кОм
до 0,1 Ом. Вышеизложенное, вообще говоря, справедливо в пределах полосы
пропускания усилителя fп, которая для А741 составляет всего только 10 Гц.
На более высоких частотах выходное сопротивление ОУ с обратной связью будет
увеличиваться, т.к. величина |KU| с ростом частоты будет уменьшаться со
скоростью 20дБ на декаду (см. рис. 3). При этом оно приобретает индуктивный
характер и на частотах более fт становится равным величине выходного
сопротивления усилителя без обратной связи.
1.7. Коррекция частотной характеристики
Вследствие наличия паразитных емкостей и многокаскадной структуры
операционный усилитель по своим частотным свойствам аналогичен фильтру
нижних частот высокого порядка. Системы такого рода, имеющие большой
коэффициент усиления, при наличии обратной связи склонны к неустойчивости,
проявляющейся в том, что даже при отсутствии сигнала на входе системы, на
ее выходе существуют колебания относительно большой амплитуды. Устойчивость
ОУ с обратной связью удобно исследовать по его частотным характеристикам.
Типичные логарифмические асимптотическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и
фазово-частотная (ЛФЧХ) характеристики (диаграмма Боде) ОУ без частотной
коррекции приведены на рис. 13.
[pic]
Рис. 13. Типичные логарифмические амплитудно-частотная и фазово-
частотная характеристики ОУ
Выше частоты f1 частотная характеристика определяется инерционным звеном
с максимальной постоянной времени. Коэффициент усиления в этой области
убывает со скоростью -20 дБ/дек. Выше частоты f2 начинает действовать
второе инерционное звено, коэффициент усиления убывает быстрее (-40
дБ/дек), а фазовый сдвиг между Uд и Uвых достигает -180°. Частота, при
которой выполняется это условие, называется критической fкр. Частота, при
которой модуль коэффициента усиления петли обратной связи (коэффициента
петлевого усиления) |Kп| = |KU|=1, называется частотой среза fср.
Коэффициент в этом соотношении является коэффициентом передачи цепи
обратной связи. Как для инвертирующего, так и для неинвертирующего
включения ОУ при резистивной обратной связи он определяется как
K = R1/(R1+R2)
Согласно выражениям (8), (9), между и коэффициентом усиления входного
сигнала схемы на ОУ K существует следующая взаимосвязь:
|[pic] |для инвертирующего включения |(14)
|
| |для неинвертирующего включения. |
|
В соответствии с логарифмическим вариантом критерия Найквиста для
минимально-фазовых систем, к которым можно отнести ОУ с отрицательной
обратной связью, усилитель будет устойчив, если для логарифмических
частотных характеристик разомкнутой петли обратной связи KU выполнено
условие:
fср< fкр (15)
При резистивной обратной связи ЛФЧХ петли совпадает с ЛФЧХ усилителя, а
ЛАЧХ петли проходит на 20lgниже ЛАЧХ усилителя, так что частота среза fср
соответствует точке пересечения графика ЛАЧХ усилителя с горизонтальной
прямой, проведенной на 20lgвыше оси частот. На диаграмме рис. 13 видно, что
при больших значениях K (и, соответственно, малых ) условие (15)
выполняется, причем имеется достаточный запас устойчивости по фазе. При
K<200 операционный усилитель с частотными характеристиками, такими, как на
рис. 13, неустойчив.
Степень устойчивости, а также мера затухания переходных процессов
приближенно определяется запасом устойчивости по фазе. Под этой величиной
понимается дополнительный до 180° угол к фазовому запаздыванию на
критической частоте:
K =180° + (fкр)
На рис. 14 представлены типичные графики переходных функций (реакций на
единичный скачек) операционного усилителя, включенного по схеме
неинвертирующего повторителя при различных запасах устойчивости по фазе .
[pic]
Рис. 14. Переходные характеристики ОУ, охваченного обратной связью
Полная частотная коррекция
Если операционный усилитель разрабатывается для универсального
применения, то фазовый сдвиг его при |KU| >1 должен быть по абсолютной
величине меньше 120°. При этом для любого коэффициента обратной связи 01 она была аналогична характеристике фильтра нижних частот
первого порядка (т.е. имела бы вид рис. 2). Так как нежелательные
инерционные звенья с частотами среза f2 и f3, как это показано на рис. 13,
не могут быть устранены из схемы усилителя, то необходимо путем выбора
конденсатора коррекции Ск (см. рис. 10) так уменьшить частоту среза f1
основного инерционного звена, чтобы условие |KU| <1 было бы выполнено до
того, как начнется существенное влияние второго инерционного звена.
На рис. 15 представлен этот вариант коррекции. Очевидно, что при таком
соотношении параметров даже для самого неблагоприятного с точки зрения
устойчивости случая обратной связи, как K=1, еще имеется достаточный запас
по фазе [pic]=65°, а при меньших значениях [pic] он практически равен 90°.
Можно отметить также, что из-за наличия частотной коррекции полоса
пропускания разомкнутого ОУ существенно сужается. Частотная коррекция
усилителя на нижних частотах увеличивает его фазовый сдвиг на 90°, а на
более высоких частотах практически на него не влияет. Для многих
универсальных ОУ достаточна емкость корректирующего конденсатора Ск = 30
пФ. У усилителей с полной внутренней коррекцией, таких как, например,
140УД6, 140УД7, 140УД17 и др., корректирующий конденсатор изготавливается
методами интегральной технологии.
[pic]
Рис. 15. Логарифмические частотные характеристики ОУ с полной частотной
коррекцией и без нее
Подстраиваемая частотная коррекция
Полная частотная коррекция операционного усилителя гарантирует
достаточный запас устойчивости по фазе для резистивной отрицательной
обратной связи с любыми параметрами. Однако этот способ имеет тот
существенный недостаток, что ширина полосы пропускания усилителя,
охваченного обратной связью, обратно пропорциональна коэффициенту усиления
K.
Смысл этого соотношения наглядно пояснен на рис. 16. При менее глубокой
обратной связи для стабилизации усилителя достаточно было бы меньшего
снижения усиления в области средних и высоких частот, так как в этом случае
точка |KU| = 1 достигается при |KU| >1. Как видно из рис. 16, ширину полосы
пропускания ОУ без обратной связи можно увеличить с 10 Гц до 100 Гц
уменьшением Ск от 30 пФ до 3 пФ. При этом полоса пропускания усилителя с
обратной связью возрастет со 100 кГц до 1 МГц.
[pic]
Рис. 16. Зависимость полосы пропускания от коэффициента усиления при
подстраиваемой частотной коррекции
Для того, чтобы можно было осуществить такие изменения частотной
коррекции, выпускаются операционные усилители, у которых отсутствует
корректирующий конденсатор, а вместо него выведены соответствующие точки
схемы (например, 153УД6, 140УД14). В других вариантах, например, в
усилителях 544УД2, осуществляется неполная частотная коррекция с
уменьшенным значением корректирующей емкости. Для подключения
дополнительного конденсатора (чтобы обеспечить устойчивость при значениях
b, близких к единице) также имеются соответствующие выводы. В паспортных
данных некоторых типов ОУ указываются минимальные значения коэффициентов
усиления ОУ в неинвертирующем включении, при которых усилитель сохраняет
устойчивость. Например, для ОУ AD840K это значение составляет 10, для
ОРА605К - 50 и т.д. Изготавливаются усилители с одинаковой схемотехникой,
одни из которых имеют встроенный корректирующий конденсатор, а другие - без
такого конденсатора. Например, некоторые фирмы выпускают ОУ типа ОР-27 и ОР-
37 (отечественные аналоги, соответственно, 140УД25 и 140УД26). Первый из
них имеет встроенный корректирующий конденсатор, частоту единичного
усиления fт = 8 МГц, максимальную скорость нарастания - 2,8 В/мкс, и
работает устойчиво вплоть до 100%-ной обратной связи. ОУ типа ОР-37 не
имеет корректирующего конденсатора. Его частота единичного усиления fт = 60
МГц, скорость нарастания - 17 В/мкс. Он работает устойчиво при
коэффициентах усиления входного сигнала более пяти.
В комплексе мероприятий по обеспечению устойчивости схемы с операционным
усилителем (особенно быстродействующим) важное место занимает его
правильный монтаж. Проводники, соединяющие резисторы обратной связи с
инвертирующим входом усилителя, должны иметь минимальную длину. При
невыполнении этого правила на входе ОУ образуется паразитная емкость,
которая при наличии плоскостей заземления может составлять 0,4 пФ на
миллиметр проводника. Эта емкость совместно с резисторами обратной связи
образует дополнительное инерционное звено в петле обратной связи,
уменьшающее запас устойчивости по фазе. Некоторую компенсацию этого эффекта
дает включение конденсатора равной емкости между выходом ОУ и инвертирующим
входом.
Скорость нарастания
Наряду со снижением полосы пропускания усилителя частотная коррекция дает
еще один нежелательный эффект: скорость нарастания выходного напряжения
ограничивается при этом довольно малой величиной. Максимальное значение
скорости нарастания r определяется в основном скоростью заряда
корректирующего конденсатора:
[pic]
Максимальный выходной ток дифференциального каскада (см. рис. 10) равен
току источника в цепи эмиттеров транзисторов Т1 и Т2. Принимая его равным
20 мкА, найдем для емкости корректирующего конденсатора Ск=30 пФ:
pмакс = 0,67 В/мкс.
Вследствие ограниченного значения этой величины, при быстрых изменениях
выходного напряжения возникают характерные искажения сигнала, которые не
могут быть устранены путем введения отрицательной обратной связи. Их
называют динамическими искажениями. Если входной сигнал усилителя -
синусоида, то, чем больше ее амплитуда, тем при меньшей частоте появляются
динамические искажения.
Компенсация емкостной нагрузки
Если операционный усилитель имеет емкостную нагрузку, то последняя вместе
с выходным сопротивлением усилителя образует инерционное звено, которое
дает дополнительный фазовый сдвиг выходного напряжения. Все это уменьшает
запас по фазе, и схема усилителя может самовозбудиться уже при
незначительной величине нагрузочной емкости. Порой достаточно коснуться
выхода усилителя щупом осциллографа, чтобы усилитель начал
самовозбуждаться. Для устранения этого явления в цепь обратной связи
включается дополнительный конденсатор Сф (рис. 17). В этом случае обратная
связь представляет собой интегродифференцирующее фазо-опережающее звено,
создающее в окрестности частоты среза положительный фазовый сдвиг,
компенсирующий запаздывание, вносимое емкостью нагрузки.
[pic]
Рис. 17. Компенсация емкостной нагрузки
1.8. Параметры операционных усилителей
Параметры, описывающие качество ОУ, можно разделить на три группы:
точностные, динамические и эксплуатационные.
К точностным параметрам относятся: дифференциальный коэффициент усиления
по напряжению KU, коэффициент ослабления синфазного сигнала КОСС,
напряжение смещения нуля Uсм, входной ток Iвх, разность входных токов по
инвертирующему и неинвертирующему входам Iр, коэффициент влияния источников
питания Kв.ип и коэффициенты температурных дрейфов перечисленных
параметров. Действие точностных параметров проявляется в том, что при
постоянных напряжениях на входах выходное напряжение ОУ отличается от
расчетного, определяемого выражением (4). Для сопоставления погрешности
приводят ко входу ОУ.
Определим погрешность ОУ, вносимую конечным значением дифференциального
коэффициента усиления. Пусть на вход неинвертирующего усилителя с
коэффициентом передачи звена обратной связи подано постоянное напряжение
Uвх. Выходное напряжение схемы при бесконечно большом KU определится
соотношением:
Uвых = Uвх (16)
При конечном KU выходное напряжение будет отличаться на величину Uвых:
Uвых+Uвых = UвхKU/(1+KU) (17)
Вычтя из (17) (16), получим:
Uвых = -Uвх /(1+KU) (18)
Как следует из (16), соответствующее отклонение, приведенное ко входу, с
точностью до величин второго порядка малости:
Uвх=Uвых,
откуда находим окончательно относительную погрешность, приведенную ко
входу:
|[pic] |(19) |
Из последнего выражения следует, что погрешность преобразования входного
сигнала схемой на ОУ обратно пропорциональна коэффициенту петлевого
усиления. Для гармонических сигналов можно получить аналогичное
соотношение:
|[pic]. |(20) |
Погрешность, обусловленная синфазным входным напряжением ОУ, может быть
определена следующим образом. Выходное напряжение усилителя является
функцией как дифференциального Uд=Up-Un, так и синфазного Uc=(Up+Un)/2
входных напряжений:
Uвых=Uвых(Uд,Uс)
Приращение этого напряжение определяется соотношением:
[pic]
, или
Uвых =KUUд +KсUс , (21)
где Kс - коэффициент усиления синфазного сигнала. При Uвых = 0 из (21)
следует:
[pic]
Коэффициент ослабления синфазного сигнала показывает, какое значение
дифференциального входного напряжения Uд следует приложить ко входу
усилителя, чтобы скомпенсировать усиление входного синфазного сигнала.
Найдем погрешность, обусловленную смещением нуля усилителя. Смещение нуля
ОУ проявляется в наличии постоянного напряжения на выходе усилителя при
отсутствии входного напряжения. Обычно определяют смещение нуля,
приведенное ко входу, т.е. смещение выходного напряжения, умноженное на
коэффициент передачи цепи обратной связи. Смещение нуля является
результатом действия двух факторов: собственно напряжением смещения Uсм, и
постоянными входными токами усилителя I +вх и I-вх (см. рис. 11). Величина
Uсм определяется в основном разбросом напряжений эмиттерно-базовых
переходов входных транзисторов дифференциального каскада в усилителях на
биполярных транзисторах или напряжений затвор-исток в ОУ с полевыми
транзисторами на входах. Эта величина составляет 0,1 - 5 мВ для усилителей
общего назначения с биполярными и 0,5 - 20 мВ с полевыми транзисторами на
входе. Путем лазерной подгонки удается уменьшить смещение нуля до 10 мкВ
(МАХ400М) у первого типа усилителей и до 100 мкВ (ОРА627В) у второго.
Дальнейшее снижение смещения нуля достигается применением схем
автоматической компенсации смещения нуля. Например, ОУ с прерыванием имеют
типичное напряжение смещения нуля менее 1 мкВ (ICL7650S, MAX430). Снизить
Uсм можно подстройкой внешним резистором, для подключения которого
некоторые операционные усилители (например, 140УД7, 140УД8) имеют
специальные выводы.
Постоянные входные токи, протекая по резисторам цепей обратной связи и
источников сигналов создают разность падений напряжения U. Например, в
дифференциальной схеме включения ОУ (рис. 4) эта разность определяется
выражением:
U = I +вх(R3||R4) - I -вх(R1||R2)
Обозначим I +вх =Iвх + Iр /2; I -вх =Iвх - Iр /2. Тогда
U = Iвх [(R3||R4)-(R1||R2)] + Iр[(R3||R4)+(R1||R2)]/2 (22)
Величину Iвх называют в технических характеристиках ОУ входным током, а
Iр - разностью входных токов. Анализ выражения (22) показывает, что
составляющая U, вызванная входным током, может быть устранена правильным
выбором соотношения резисторов, другую же составляющую U, обусловленную
разностью входных токов, можно только уменьшить, выбирая номиналы
резисторов по возможности минимальными.
Пример: Для снижения смещения нуля инвертирующего усилителя, имеющего
существенные входные токи, следует между неинвертирующим входом и общей
точкой схемы включить компенсирующий резистор Rк (рис. 18). Сопротивление
этого резистора определяется соотношением: Rк = R1R2 /(R1 + R2).
[pic]
Рис. 18. Включение компенсирующего резистора
На точность преобразования постоянного входного сигнала существенное
влияние оказывают температурные дрейфы напряжения смещения Uсм/T и входного
тока Iвх/Т. Особенно существенное влияние может оказать дрейф прогрева,
который проявляется при быстром изменении температуры в первое время после
включения питания. При этом приращение Uсм может быть существенно больше
значения, получаемого при медленном изменении температуры. Это явление
связано с возникновением термического градиента внутри подложки микросхемы.
Наибольшее влияние разницы температур проявляется в парных транзисторах
дифференциального усилительного каскада, где она нарушает баланс дрейфов их
эмиттерно-базовых напряжений. Длительность процесса установления
температуры может достигать несколько десятков секунд.
Коэффициент влияния источников питания обычно определяют как приведенное
ко входу ОУ статическое (т.е. очень медленное) изменение выходного
напряжения Uвых, обусловленное изменением одного из источников питания на 1
вольт. Обычно имеет размерность децибел или мкВ/В. С ростом частоты
пульсаций напряжения питания коэффициент влияния источников питания
увеличивается, поэтому для ослабления паразитных каналов прохождения
сигналов по цепям питания между выводами питания ОУ и общей точкой включают
конденсаторы.
|
